0 引言
相比电压控制模式控制，电流控制模式通过对电感电流的相位补偿，大大改善了电源的动态响应和并联特性。倍流整流（CDR）能够降低变压器副边的电流，减少其损耗；同时它有两个输出滤波电感，流经每个电感的电流只有负载电流的一半，输出滤波电感的损耗也小，特别适用于现今越来越多的需要大电流输出的场合。本文对一种带倍流整流电路的全桥DC/DC变换器的平均电流模式控制进行了分析和仿真。

1 两种电流控制模式的优缺点比较
电流控制模式有两种类型：峰值电流模式控制(PCMC)和平均电流模式控制(ACMC)。
峰值电流模式的优点是控制具有内在的输入电压反馈，逐个脉冲峰值电流限制和在保证隔离变压器磁芯的磁通平衡；但其缺点是易受噪声干扰，具有平均电流误差和需要斜坡补偿。平均电流模式则由于其显著优点得到了广泛应用, 跟踪电流设定值。这点应用在高功率因数控制电路中尤其重要,此时用一个小电感就能获得小于3%的谐波畸变,并且即使电路模型由连续电流模式过渡到不连续电流模式,平均电流法也能很好地工作;②噪声抑制能力强,因为当时钟脉冲使功率开关管开通后,晶振幅度迅速降到了一个低值; ③无须斜坡补偿,但为了电路工作稳定,在开关频率附近必须限定环路增益; ④平均电流法可应用在任意电路拓扑上,既能控制Buck 和Flyback 电路的输入电流,又能控制Boost 和Flyback 电路的输出电流。

2 带有倍流整流电路的全桥DC/DC变换器电路拓扑
一种电流模式控制带有倍流整流电路的大电流输出全桥DC/DC变换器的电路拓扑如图1 所示。

图1 电流模式控制倍流整流全桥DC/DC变换器
电流控制模式的采用保证了两个输出滤波电感上的电流平衡。内部电流环调节滤波电感的电流，外部电压环调节输出电压，在工作在电流调节模式的应用中，内部电流环是唯一起作用的控制环路。
图1所示倍流整流电路可以看作两个buck变换器的并联。在分析中与两个并联的buck变换器不同的一点是两个输出电感共用一个输出滤波电容，这一点在设计分析控制环路时必须加以考虑。

3.平均电流模式控制分析
平均电流模式控制能够精确的控制平均输出电流，相比峰值电流模式控制，具有更强的抗噪声干扰能力。很适合应用于需要限制输出电流的变换器。在平均电流模式控制中，电流采样可以是在隔离变压器的原边或者副边，在原边采样时需要考虑输出电流的斜坡误差；而在副边采样时，能够精确的测量平均输出电流，但是不能保证隔离变压器的磁通平衡，需要加一个隔直电容来确保磁通平衡。图1所示就是一个副边取样的平均电流模式控制变换器原理图，在这个电路中，采用了一个隔直电容(Cb)来防止磁通失衡。
对于电流模式控制开关变换器的分析有许多种方法，下面将用一个如图2所示的简化的PWM开关小信号模型来分析电流模式控制开关变换器。

图2 PWM开关模型
则有：
其中，d为D的扰动量，各大写电压、电流符号表示稳态分量,小写电压、电流符号表示瞬态分量。当d＝0时有：

因为变换器的输出电流就等于两个输出滤波电感的电流，系统可以简化为两个并联的Buck变换器。另外，由于两个输出滤波电感的电流并不是独立调节的，系统的小信号模型可以简化为一个平均电流模式控制的BUCK变换器，其输出滤波电感即为原来两个电感的并联。虽然每个电感的电流不是分别调节的，他们之间的平均电流的任何差别都会被输入隔直电容所平衡，这个电容保证了隔离变压器的零网络直流磁通，这样使得两个电感电流相等。需要注意的是：合成系统的开关频率是异相的两个滤波电感电流开关频率的两倍，输出倍频。
利用PWM开关模型，假定变压器是理想的，则变换器的等效小信号模型如图3所示.

图3 变换器的小信号模型
这里，Rs是采样电阻，He(s)是取样增益，Fm是调节增益，Gc(s)是补偿网络传递函数。（6）式中的采样增益和调节增益定义如下
(1)
(2)
其中
(3)
(4)
(5)
在平均电流模式控制中，通常采用超前滞后补偿网络，其传递函数如下：
(6)
为了保证系统的稳定性，其零点需要配置在电流环的功率级滤波频率之前，这样补偿网络的相移会在开关频率一半处被零点抵消。极点通常配置在高于开关频率的一半处，以保证增益和消除高频噪声干扰。另外这样的极点配置，最大限度的减小了电流环的互扰。
由图2和图3，根据变压器初、次级两侧回路电压方程，
由，

可得：
通过以上的分析可以给出电流环的开环传递函数如下：
(7)

4.仿真与实验
用MATLAB计算仿真一个2.5KV变换器的环路传递函数，参数如下：
Vin=320V Vo=48V Io=50A
R=0.55Ω a=2.5 fs=75KHz
Lf=30uH Co=10000uF Rc=20mΩ
Rs=0.024Ω Ri=0.045Ω Vp=5V
仿真结果如图7所示：

图4 平均电流模式控制的闭环传递函数
从图4易知，在平均电流模式控制中通过设计合适的补偿网络，电流环就就可以达到稳定，不需要斜坡补偿。如图4所示电流环的增益裕度为13.5dB，相位裕度为67.7º。电流环的带宽是10KHz。
相应的系统闭环传递函数如图5所示，输出电流阶跃响应如图6所示。

图5 平均电流模式控制的闭环传递函数

图6 平均电流模式控制的输出电流阶跃响应
由图6可知，输出电流上冲很小（5％），系统在0.3ms达到稳态，达到了较好的控制效果。
为了检验分析的结果，在PSPICE中进行了仿真，在这个仿真中，系统看作两个具有单输出电流环的Buck变换器的并联。合成的电流环传递函数如图7所示，变换器的阶跃响应曲线如图8所示。从图中可以清楚地看到仿真的结果很好的符合了以上分析的结论。

图7 平均电流模式的闭环传递函数

图8 平均电流模式控制的输出电流阶跃响应

5 结论
本文分析和仿真了应用于带倍流整流电路的全桥PWM变换器的平均电流模式控制。相比全桥和电感中心抽头整流电路，倍流整流电路的应用降低了变压器副边的电流，更适合于大电流的应用。另一方面，系统可以模拟为两个Buck变换器的并联；在平均电流模式控制中，两个电感可以简化为一个工作于两倍开关频率的一个电感；加入超前滞后网络可以保证电流环的稳定。
参考文献
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