摘要：LED 发光辉度由驱动电流决定，驱动电流稳定与否直接影响LED 发光辉度，通过设计一种基于单片机数字控制的驱动电路，经试验证明，该电路使用可靠，并给出了具体的试验波形。

关键词：白光LED；PWM 控制；驱动电路

Abstract:

0 引言
在过去的一百多年里，作为人类文明象征的照明技术有了飞速的发展。作为照明的技术主体的光源经历了三个重要的发展阶段：白炽灯、荧光灯和HID（High Intensity Discharge）灯。在进入新世纪的时候，提倡环保的今天，毋庸置疑二十一世纪照明新光源是发光二极管LED，作为新一代光源有着极其光明的发展前景。
白光LED 发光电特性有这样的特点：白光LED 发光辉度由驱动电流决定，当LED 两端电压发生波动，电压略有变化，流过发光二极管中的电流变换很快，而发光二极管的发光强度等比于驱动电流[1]，因此驱动电流的好坏直接影响LED 发光质量。本文采用单片机控制一种恒流驱动方式，采用3 颗350mA/1W 的大功率白光LED作为光源，来进行驱动试验，验证了该驱动的可
靠性。
1 主电路的设计
主电路的拓扑结构如图1 所示，三个串联的大功率白光LED 作为BUCK 型电路的输出负载，为了控制流过LED 平均电流，增加电流检测电阻。

1.1 电源部分
采用铅酸蓄电池供电, 铅酸蓄电池单体开路电压为2V，当作为一种备用能源使用时，通常由6~8 组串联使用，正常工作时输出电压为12~16V。3 颗大功率白光LED 正常工作时所需要的电压为10.2V（3.4V伊3），而开关管的饱和导通压降仅为0.3~0.4V。电流检测电阻上的压降为0.035V（0.1赘伊0.35A），稳态时一个周期内的电感压降为零。输入电压高于我们负载所需要的输出电压，因此，采用BUCK 电路。当采用开关电源供电时，我们同样可以提供稳定的15V电压输入，如果考虑到将来驱动更多大功率的白光LED，我们还可以提供更高的电压输入。
1.2 采用均值控制方式
当我们设计白光LED 恒流工作时的最大电流350mA，由于开关管的存在，其均值电流肯定是小于350mA，不能充分发挥白光LED 的最大亮度。根据白光LED 发光的特点：当均值电流为350mA时，其可以承受的最大峰值电流会随着开关管导通时间的降低而增加。如：对于LED 所能够承受600mA 和800mA 的电流导通时间分别是0.1和0.01。所以当我们考虑PWM 的输出频
率来控制峰值电流，还要考虑不超过LED 均值电流350mA的限制，由于白光LED发光的特点，即使在峰值电流为800mA，均值电流为350mA 时，其发光强度仍然不如白光LED 恒流工作在350mA，此结论在试验中得到了证实[2]。因此，我们采用图1 所示的结构，选择合适电感能保证恒定的电流，用RS 来检测输出均值电流的大小，以满足LED 对电流的限制，与此同时也增加了
MOSFET的驱动电路设计的难度。
1.3 储能电感的设计
如图1 所示，主电路中，当MOSFET 导通时，电感电流增加，开始储能，LED 开始发光，续流二极管由于承受反向电压关闭，如图2 所示。当MOSFET 关断时，电感电流减少，开始释放能量，通过肖特基二极管续流，如图3 所示。当电路进入稳态工作时，电感电流波形，如图4所示[3]。

当MOSFET 导通时，我们根据图2 可以列方程，即

在此，我们假定输入电压为15V，开关管MOSFET的饱和导通压降为0.4V，由三个LED 组成的负载所需要的输出电压不变化为10.2V（3.4V*3），肖特基二极管的导通压降为0.3V，我们要控制的电流其均值为350mA，而实际值在340~而实际值在340~
360mA之间波动。0~DT时，电流为i1，DT~T时，电

联立以上的两个微分方程解得D=0.707，如果我们控制开关管的频率为10kHz，则T=0.1ms 解得L=15.43mH。
1.4 主要元器件的选取
MOSFET 管所承受的最高电压为16V，将来考虑到其扩展性，我们不妨设其最高电压，控制在安全电压范围内，即36V。而其电流为0.35A，考虑其尖峰电流的冲击，由于有平波电感的存在，我们假设其最高电流为0.5A。开关频率设定为10kHz，满足我们条件的开关管有很多，我们不妨选取IRF830（4.5A/500V）。续流二极管承受电源和电感的反向电压最高可达到30V，为了达到节能，我们选用低导通压降的1N5819肖特基二极管。
2 控制电路的设计
为了实现对LED亮度调节，以及定时等功能，故我们采用微处理-MC68HC908Jk3[5]，通过软件来实现所需要的各种功能，如图5所示。采用软件的控制方式，有以下几个好处：
（1）增加了控制的灵活性，可以满足很多新的控制要求；
（2）当我们要控制的负载电路发生改变时，我们不需要修改硬件电路，只需要修改软件部分，即可方便地实现新的条件下的应用；
（3）在数字控制中，有一种应用十分广泛的控制方式———数字式PID 控制，本次课题设计中，为了防止当蓄电池电压下降时，引起白光LED 亮度的变化，我们采用对流过LED 的电流的采样，然后通过单片机灵活的PID 控制，通过负反馈来实现对开关管的控制。
3 MOSFET 驱动电路的设计
本次课题设计的主电路采用BUCK 主拓扑，JK3单片机输出的PWM 信号是数字信号，低电平是0V，高电平仅为5V，而且驱动电流有限，驱动能力有限，所以无法驱动MOSFET 管。通常驱动MOSFET 采用的是12V 的电压。而且单片机的PWM是相对单片机地来讲的，所以必须设计的浮地MOSFET管的驱动。为此我们必须增加独立电源VDD，同时利用东芝公司TP250[6]实现光耦隔离
驱动，试验原理图如图6 所示。

4 电流采样反馈电路
本次设计的主BUCK 电路的负载电流通过一个100m赘小采样电阻取得，我们需要把此信号经过放大，过滤后按照要求送到单片机ADC 的读入口，采样电流原理图如图7所示。流过LED 的电流经过RS 采样后，取出的电压信号通过RC 滤波后，送入放大器LM358的同向输入端。经过发大51 倍后，送至单片机读入口。如果流过LED的电流是350mA，则RS两端的电
压就是0.035V，经过发大51 倍后，就是1.785V。

5 试验电路波形图及其分析
下面通过实验波形来检测一下，我们的实验是否达到了预期的效果。当我们改变蓄电池的供电电压时，来观察PWM 的输出波形以及采样得到的电流波形（电流采样取自采样电阻的端电压），实验波形如图8~图10所示。

由图11 可知，当供电电压逐渐增高，JK3 单片机输出的PWM 控制信号的脉冲宽度逐渐的变窄，采样电阻上得到的电流信号的波动幅度增加，

当开关管导通时间变短后，要想保持流过LED 的均值电流无变化，只有增加峰值电流量，而峰值电流的大小和我们前面设计的储能电感有关。虽然采样电流信号波动会随着电压增大而增大，但是均值电流是基本无变化的。从肉眼来看亮度也无明显变化。但是当供电电压降低到10.4V 时，亮度有了明显的降低，而且从波形可以看出，PWM到了最大宽度，采样电流的波形，已经趋于基本无明显波动，而均值电流值也出现了明显下降。此时的供电电压已经无法满足3 个LED 同时工作在350mA的最低电压要求。换言之，当供电电压过低时，无法保证负载电流达到设定值，PWM 只有展开到最大宽度值，此时开关管几乎处于完全开通状态，故流过负载的电流接近于恒流。
6 结语
实验的结果和我们的预期是完全一致的。当蓄电池电压值随着使用过程降低时，流过LED 的图9 系统工作在13V/350mA

电流也会跟着降低，当单片机检测到电流值低于给定电流值时，即目前的PWM 输出脉冲的宽度无法满足要求，就会自动调节使输出脉冲变宽，从而使得开关管的导通时间增加，来保证流过LED的电流保持不变，这也说明了PI 调节程序是非常成功的。